Tài liệu Xử lý tín hiệu đa chiều trong thông tin di động băng rộng đa người dùng

BỘ GIÁO DỤC VÀ ĐÀO TẠO ĐẠI HỌC ĐÀ NẴNG NGUYỄN DUY NHẬT VIỄN XỬ LÝ TÍN HIỆU ĐA CHIỀU TRONG THÔNG TIN DI ĐỘNG BĂNG RỘNG ĐA NGƯỜI DÙNG Chuyên ngành: KHOA HỌC MÁY TÍNH Mã số : 62.48.01.01 TÓM TẮT LUẬN ÁN TIẾN SĨ KỸ THUẬT Đà Nẵng, 2016 Công trình được hoàn thành tại: ĐẠI HỌC ĐÀ NẴNG Người hướng dẫn khoa học: 1. PGS. TS. Tăng Tấn Chiến, 2. PGS. TS. Nguyễn Lê Hùng Phản biện 1: ............................................................................... Phản biện 2: ............................................................................... Phản biện 3: ............................................................................... Luận án sẽ được bảo vệ trước Hội đồng đánh giá luận án cấp Trường họp tại: Đại học Đà Nẵng Vào hồi ..... giờ ....... ngày....... tháng ....... năm ........ Có thể tìm hiểu luận án tại: - Thư viện Quốc gia - Trung tâm Thông tin - Học liệu, Đại học Đà Nẵng Giới thiệu Trong mạng thông tin di động: tốc độ dữ liệu và tốc độ di chuyển của người sử dụng là hai thông số được mong muốn cải thiện một cách liên tục. Tuy nhiên, tốc độ dữ liệu và tốc độ di chuyển là hai yếu tố có tính chất đánh đổi nhau trong hệ thống, nghĩa là tốc độ dữ liệu tăng sẽ yêu cầu tốc độ di chuyển thấp và ngược lại. Trong mạng thông tin di động thế hệ thứ 5, tốc độ dữ liệu mong muốn của người dùng là hàng Gbps với tốc độ di chuyển hơn 300km/h. Khi tốc độ di chuyển lớn, kênh truyền biến đổi nhanh khiến ước lượng kênh gặp khó khăn hơn tốc độ di chuyển thấp. Khi tốc độ dữ liệu lớn, băng thông yêu cầu lớn, tuy nhiên, băng thông là nguồn tài nguyên hữu hạn; do vậy, việc sử dụng các kỹ thuật tái sử dụng tần số là rất cần thiết. Chính vì vậy, với nội dung luận án: "XỬ LÝ TÍN HIỆU ĐA CHIỀU TRONG THÔNG TIN DI ĐỘNG BĂNG RỘNG ĐA NGƯỜI DÙNG", người thực hiện mong muốn đề xuất các kỹ thuật xử lý tín hiệu trong thông tin di động đa người dùng với mục đích khảo sát ảnh hưởng của kênh truyền khi tốc độ di chuyển của người dùng lớn và nghiên cứu đề xuất các giải thuật cải thiện hiệu năng hệ thống. Cơ sở nghiên cứu và mục đích của luận án Mục đích nghiên cứu: - Nghiên cứu các yếu tố ảnh hưởng đến chất lượng của tín hiệu thu nhận được trong hệ thống thông tin di động, xây dựng biểu thức tính tỷ số tín hiệu trên giao thoa Signal to Interference Ratio (SIR). - Nghiên cứu các hệ thống truyền thông vô tuyến di động khác nhau như đa người dùng, đa anten, đa chặng và đa tế bào, từ đó đề xuất các giải pháp phù hợp để cải thiện hiệu năng. Đối tượng nghiên cứu: Luận án tập trung nghiên cứu: Ảnh hưởng kết hợp của độ lệch tần số sóng mang và nhiễu pha lên kênh truyền biến đổi theo thời gian, kỹ thuật ước lượng kênh trong hệ thống truyền dẫn song công, kỹ thuật tiền mã hoá để khử giao thoa và kỹ thuật phân bổ công suất để cải thiện dung lượng cho các hệ thống thông tin di động đa anten đa chặng đa tế bào và đa người dùng. Phạm vi nghiên cứu: Các mô hình đáp ứng kênh truyền, các ảnh hưởng của nhiễu pha, độ lệch tần số sóng mang và kênh truyền biến đổi theo thời gian trong hệ thống truyền dẫn Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM), kỹ thuật ước lượng kênh, kỹ thuật đa truy cập phân chia theo không gian Space Division Multiple Access (SDMA), các kỹ thuật tiền - hậu mã hoá trong thông tin di động, kỹ thuật phân bổ công suất, kỹ thuật truyền dẫn đa người dùng, đa chặng, đa tế bào. Phương pháp nghiên cứu: Kết hợp giải tích và mô phỏng Monte-Carlo 1 trên máy tính. Phương pháp giải tích được ứng dụng để xây dựng mô hình hệ thống, các chỉ tiêu chất lượng kênh truyền, các tiêu chí kết hợp tín hiệu, giải các bài toán tối ưu lồi để tìm nghiệm dưới các ràng buộc của các thông số trong thực tế... Mô phỏng Monte-Carlo được sử dụng để đánh giá các tiêu chí chất lượng như dung lượng, Bit Error Rate (BER), SIR, Mean-Square-Error (MSE)... Kết quả đạt được và đóng góp chính của luận án: - Đề xuất biểu thức tính SIR cho hệ thống truyền dẫn OFDM trên kênh truyền biến đổi theo thời gian có mặt độ lệch lần số sóng mang và nhiễu pha. - Đề xuất giải thuật ước lượng kênh truyền cho hệ thống truyền dẫn MIMOOFDM song công. - Đề xuất giải thuật thiết kế các ma trận tiền/hậu mã hóa cho các hệ thống thông tin di động đa người dùng - đa chặng. - Đề xuất phương pháp quản lý giao thoa cho hệ thống đa tế bào - đa người dùng với thông tin trạng thái kênh truyền hoàn hảo và không hoàn hảo. Bố cục luận án Chương 1: Hệ thống thông tin di đông, môi trường truyền sóng và các yếu tố ảnh hưởng. Trình bày khái niệm cơ bản về hệ thống thông tin di động, môi trường truyền sóng và các yếu tố ảnh hưởng đến môi trường truyền sóng. Chương 2: Xử lý tín hiệu đa chiều trong thông tin di động. Trình bày kỹ thuật xử lý tín hiệu đa chiều trong thông tin di động như OFDM, MIMO, ước lượng kênh, truyền dẫn song công... từ đó, đề xuất công thức tính SIR cho kênh truyền biến đổi theo thời gian với sự hiện diện của nhiễu pha và độ lệch tần số sóng mang và xây dựng giải thuật ước lượng kênh biến đổi theo thời gian cho hệ thống truyền dẫn song công. Chương 3: Nâng cao dung lượng hệ thống thông tin di động đa người dùng đa chặng. Chương này tập trung thiết kế các bộ tiền - hậu mã hoá cùng với kỹ thuật phân bổ công suất trong hệ thống thông tin di động đa chặng đa người dùng. Dung lượng hệ thống trong thông tin đa chặng - đa người dùng được cải thiện so với các giải thuật trước đây. Chương 4: Quản lý giao thoa trong mạng thông tin di động đa tế bào. Giao thoa trong mạng đa tế bào được kiểm soát thông qua việc đề xuất các bộ tiền - hậu mã hoá dựa trên các kỹ thuật lần lượt là Zero-forcing (ZF), MSE và MSE tổng theo tín hiệu rò, đặc biệt có xét đến trường hợp thông tin trạng thái kênh không hoàn hảo. Kết luận và hướng phát triển. 2 Chương 1: Hệ thống thông tin di động, môi trường truyền sóng và các yếu tố ảnh hưởng 1.1 Giới thiệu 1.2 Sự phát triển của các hệ thống thông tin di động 1.3 Hệ thống thông tin di động 1.4 Kênh truyền vô tuyến 1.5 Tổng quan về tình hình nghiên cứu 1.5.1 Các nghiên cứu nâng cao khả năng di chuyển Ghép kênh phân chia theo tần số trực giao OFDM đã được công nhận như một giải pháp đầy hứa hẹn để tạo thuận lợi cho tăng trưởng mạnh mẽ về yêu cầu lưu lượng dữ liệu băng thông rộng của các dịch vụ đa phương tiện vô tuyến [8]. Tuy nhiên, các lợi thế nổi trội của OFDM chỉ tồn tại trong điều kiện đồng bộ hoàn hảo với fading kênh truyền gần như bất biến [9], còn lúc đồng bộ kém, Inter-Carrier Interference (ICI) tăng thì có thể sẽ làm giảm đáng kể hiệu suất truyền dẫn OFDM [10], [11]. Ngoài ra, khi thuê bao di chuyển với tốc độ cao (trong các mạng di động thế hệ sau) gây ra hiệu ứng kênh chọn lọc thời gian cũng dẫn đến ICI trong hệ thống OFDM [12]. Phân tích ảnh hưởng của Carrier Frequency Offset (CFO) lên các hệ thống OFDM được nghiên cứu trong [10] trong khi đó, ảnh hưởng của PHN được phân tích trong [11] và ảnh hưởng của kênh truyền biến đổi theo thời gian được phân tích trong [12], [13]. Các ảnh hưởng kết hợp giữa kênh truyền biến đổi theo thời gian và Phase Noise (PHN) được phân tích trong [14]. Ngoài ra, ảnh hưởng kết hợp giữa CFO và kênh truyền biến đổi theo thời gian cũng đã được nghiên cứu trong [15], [16] trong khi đó ảnh hưởng kết hợp giữa CFO và PHN được xác định trong [17]. Các nghiên cứu trên phân tích ảnh hưởng riêng lẽ giữa nhiễu pha, độ lệch tần số sóng mang trên kênh truyền biến đổi theo thời gian, chưa phân tích được ảnh hưởng kết hợp của các nhân tố này lên hệ thống truyền dẫn OFDM. Trên các lợi điểm của OFDM, các vấn đề trong hệ thống OFDM đã liên tục được nghiên cứu và đề xuất từ các hệ thống đơn anten đến đa anten, từ mạng đơn tế bào đến đa tế bào, từ đơn chặng đến đa chặng ... [8], [18], [19]. Tuy nhiên, các nghiên cứu này tập trung trong các hệ thống truyền dẫn vô tuyến bán công (half-duplex) với tín hiệu phát và tín hiệu thu được ấn định trong hai khe thời gian hoặc hai dải tần khác nhau [8], [19]. Gần đây, truyền dẫn song công (full-duplex) được xem như một ứng viên đầy hứa hẹn cho truyền thông vô tuyến thế hệ sau [22]. Trong nguyên lý song công, tín hiệu phát và thu có thể được truyền đồng thời cùng dải tần, điều này khiến hiệu quả phổ được tăng gấp đôi [23]. Tuy nhiên, truyền dẫn song công lại phát sinh tín hiệu tự giao thoa (self-interference) rất lớn tại anten thu [23] và thông tin trạng thái kênh CSI (channel state information) được yêu cầu để 3 triệt giao thoa và tách tín hiệu. Vừa qua, [24] và [25] đã phát triển kỹ thuật ước lượng kênh trên cơ sở ML (maximum-likelihood) để triệt tín hiệu tự giao thoa trong hệ thống MIMO-OFDM song công trên các kênh truyền block-fading. Như vậy, đối với các người dùng di chuyển, cần thực hiện ước lượng kênh biến đổi theo thời gian. 1.5.2 Các nghiên cứu nâng cao dung lượng hệ thống Kỹ thuật nhiều ngõ vào nhiều ngõ ra Multi-Input Multi-Output (MIMO) là một trong những kỹ thuật chính để đạt được dung lượng cao trong các kênh truyền vô tuyến [26]. Kỹ thuật phân bổ công suất để đạt được dung lượng tối ưu được đề xuất trong các nghiên cứu [28], [29], [32, 33], [102]... Để mở rộng vùng phủ và tăng độ lợi phân tập phổ, kỹ thuật truyền dẫn thông tin đa chặng (multihop) sử dụng relay 1 hướng (one-way relay) đã được xem là kỹ thuật then chốt trong những năm gần đây [34], [35], [33]. Để giảm số khe thời gian từ bốn thành hai trong chu trình trao đổi thông tin, truyền thông chuyển tiếp hai chiều (two-way relay) được đề xuất thay vì one-way relay [36], [37], [38], [39], [40], [44], [45], [46], [47]. Việc tối ưu hóa dung lượng trong hệ thống truyền thông chuyển tiếp hai chiều dưới ràng buộc công suất phát và số anten là phức tạp nhưng thật sự cần thiết. Trong các mạng thông tin di động thế hệ sau, do áp lực về dung lượng, đòi hỏi phải chấp nhận việc sử dụng tần số chung ở các tế bào lân cận, điều này làm tăng hiệu quả sử dụng phổ nhưng đồng nghĩa với tăng giao thoa liên tế bào, giao thoa này đặc biệt lớn khi các thiết bị ở biên của tế bào. Như vậy, mặc dù đạt được hiệu quả sử dụng phổ cao nhưng tốc độ tổng sẽ giảm sút nếu giao thoa liên tế bào không được kiểm soát một cách thỏa đáng. Để giải quyết điều này, các kỹ thuật tiền mã hóa được đề xuất trong [44], [45], [46], [47]. Tuy nhiên, các giải pháp này có độ phức tạp cao và chưa xét đến trường hợp thông tin trạng thái kênh không hoàn hảo. 1.6 Động cơ và đề xuất nghiên cứu Chính vì vậy, nội dung của luận án sẽ tập trung giải quyết các vấn đề sau: - Các nhân tố chính gây mất đồng bộ của hệ thống thông tin di động. - Ước lượng kênh truyền biến đổi theo thời gian ch hệ thống truyền dẫn song công. - Cải thiện dung lượng cho hệ thống thông tin di động trong khi vẫn đảm bảo ràng buộc về công suất phát, số lượng anten thu - phát. - Quản lý được giao thoa trong các mạng thông tin di động đa tế bào có xét đến trường hơp thông tin trạng thái kênh không hoàn hảo. 1.7 Kết luận chương 4 Chương 2: 2.1 Xử lý tín hiệu đa chiều trong thông tin di động Giới thiệu chương Chương này tập trung xây dựng mô hình toán học của tín hiệu, thiết lập biểu thức tính SIR cho hệ thống truyền dẫn OFDM qua kênh truyền biến đổi theo thời gian với sự hiện diện của PHN và CFO trong phần 2.3. Tính chính xác của biểu thức SIR cũng được kiểm chứng qua mô phỏng Monte-Carlo [60]. Ngoài ra, giải thuật ước lượng kênh truyền biến đổi theo thời gian trong hệ thống truyền dẫn OFDM-MIMO song công cũng được đề xuất [63] trong phần 2.4. 2.2 Mô hình kênh truyền vô tuyến và các kỹ thuật xử lý tín hiệu đa chiều 2.2.1 Mô hình kênh truyền 2.2.2 Kỹ thuật ghép kênh phân chia theo tần số trực giao OFDM 2.2.3 Kỹ thuật đa anten 2.2.4 Kỹ thuật ước lượng kênh truyền 2.2.5 Kỹ thuật truyền dẫn song công 2.3 Thiết lập biểu thức tính SIR cho hệ thống OFDM dưới ảnh hưởng kết hợp của CFO, PHN và dịch Doppler 2.3.1 Mô hình hệ thống Khi xuất hiện CFO, PHN trong kênh truyền biến đổi theo thời gian, tín hiệu thu có thể được biểu diễn như sau [14], [15], [17]: yn = e j2πεn N jφn e L−1 X xn−l hl,n + zn , (2.1) l=0 trong đó, xn = √1 N NP −1 k=0 Xk exp j 2πkn , n ∈ {0, ..., N − 1} biểu diễn tín hiệu băng gốc N
trong hệ thống OFDM, ε biểu diễn CFO, φn là PHN và zn là AWGN. Sau khi FFT, ta được: N −1 X Yk = Gk,k Xk + Gk,k0 Xk0 + Zk , (2.2) k0 =0 k0 6=k trong đó k = 0, .., N − 1, Zk là mẫu nhiễu thứ k trong miền tần số. Gk,k0 có thể được tính là L−1 N −1 j2π(nk0 −nk−lk0 +nε) 1 XX N Gk,k0 = hl,n e ejφn . (2.3) N l=0 n=0 5 2.3.2 Xây dựng công thức tính SIR h i Sau một vài phép biến đổi, kết hợp E hl,n h∗l,n+m = J0 (2πmfd Ts /N )σl2 , trong c đó, fd là độ dịch Doppler (fd = vf c0 , v là tốc độ di chuyển tương đổi giữa bên phát và bên thu, fc là tần số sóng mang, c0 là tốc độ ánh sáng), Ts là chu kỳ ký hiệu   OFDM, σl2 ; l = 0, 1, ..., L − 1 là Power-Delay Profile (PDP) của kênh được xét. L là 0 0 số đường dẫn tương đương, E[ejφn e−jφn ] = e−πβTs |n−n |/N và (N −|r|) và J0 (2πfd rTs /N ) L−1 P 2 là các hàm chẵn và chuẩn hoá PDP σl = 1, ta có: l=0 2  E |Gk,k0 |  N −1  X 1 = 2 N +2 (N − r)J0 N  2πfd rTs N r=1   × cos 2πr∆ N  cos  2πrε  N sr − πβT N  e (2.4) . Từ đó, SIR được tính như sau [60]:  N +2 SIR(fd Ts , ε, βTs ) = NP −1  N +2 NP −1 (N r=1 NP −1 (N − r) cos r=1 ∆=1 s 2πrε − πrβT d Ts N − r)J0 ( 2πrf ) cos( N N )e 2πr∆ N
 s 2πrε − πrβT d Ts N ) cos( J0 ( 2πrf N N )e  (2.5) 0.20 0.20 0.15 NDF C=7 0.10 C=7 0.05 C=9 0.00 0.20 0.15 0.10 C=12 PHN 0.05 C=16 0.00 -0.2 -0.1 0.0 CFO 0.10 0.20 Hình 2.1: Contour SIR theo PHN Hình 2.2: SIR là hàm của CFO, PHN với NDF βTs , CFO ε và NDF fd Ts khác nhau Hình 2.1 [60] biểu diễn các mặt đồng mức 3D của SIR như một hàm của CFO, PHN và NDF. Ta thấy rằng, CFO ảnh hưởng nghiêm trọng lên SIR khi có giá trị gần 0.5. Khi CFO nhỏ hơn 0.1 thì PHN lại chiếm ưu thế. Hình 2.2 [60] biểu diễn hai mặt phẳng giá trị của SIR theo CFO và PHN ứng với NDF= 0.05 và NDF= 0.35. Dựa vào hình 2.2 và (2.5), ta có thể xác định được phạm vi cho phép của CFO, 6 PHN và tốc độ tối đa của thiết bị để đảm bảo tiêu chí QoS (Quality of Service) xác định thông qua SIR. 2.3.3 Kết quả mô phỏng và thảo luận Hình 2.3 biểu diễn SIR theo PHN với các giá trị xác định của CFO và NDF (thông qua tốc độ tương đối giữa hai thiết bị thu phát) [60]. Ta thấy rằng, SIR giảm khi các nhân tố gây bất đồng bộ tăng lên, ngoài ra, ta còn thấy rằng phân tích lý thuyết (2.5) và đường mô phỏng rất trùng khớp. 28 40 Theoretical SIR, ε=0.001 Simulated SIR, ε=0.001 Theoretical SIR, ε=0.005 Simulated SIR, ε=0.005 Theoretical SIR, ε=0.01 Simulated SIR, ε=0.01 26 24 35 SIR (dB) 22 SIR (dB) a: Theoretical SIR ignores  and β Ts [13] b: Theoretical SIR ignores [14] c: Theoretical SIR ignores βTs [15] d: Theoretical SIR in (15) e: Simulated SIR 20 18 30 25 16 20 14 12 0 0.001 0.002 0.003 0.004 0.005 0.006 0.007 0.008 0.009 βTs (rad) 15 0.01 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 fd Ts (rad) 0.06 0.07 0.08 0.09 Hình 2.3: SIR theo PHN βTs khi fd Ts = Hình 2.4: SIR theo NDF khi ε = 0.05 và 0.03 (v = 100 km/h). βTs = 0.005. Hình 2.4 so sánh biểu thức SIR khi có mặt các thành phần CFO, PHN và NDF với các nghiên cứu khác. Ta thấy rằng, công thức đề xuất cho kết quả chính xác do phân tích đầy đủ các nhân tố hơn các nghiên cứu trước đây [60]. 2.4 Giải thuật ước lượng kênh truyền biến đổi theo thời gian cho hệ thống truyền dẫn MIMO-OFDM song công 2.4.1 Mô hình hệ thống Mẫu thu được thứ n trong ký tự OFDM thứ m tại anten thu thứ r của node A sau khi loại bỏ tiền tố vòng CP được biểu diễn như sau: (r) yn,m = Nt X L−1 X |t=1 (r,t) (t) hl,n,m xn−l,m + l=0 {z intended signal } Nt X L̇−1 X |t=1 (r,t) (t) (r) ḣl,n,m ẋn−l,m + zn,m , (2.6) |{z} l=0 {z self-interference signal } AWGN (r,t) với hl,n,m là độ lợi kênh đường thứ l tại thời điểm n trong ký hiệu OFDM thứ m từ anten phát thứ t của node B sang anten thu thứ r của node A (kênh chủ đích). Tương tự như vậy, ḣ(r,t) l,n,m là độ lợi kênh tự giao thoa (từ anten phát của node A về (r) anten thu của chính nó). zn,m là mẫu nhiễu trắng cộng Gaussian với variance No . L và L̇ là số đường dẫn phân tích của kênh chủ đích và kênh tự giao thoa. Đáp ứng xung kênh truyền của các kênh chủ đích và tự giao thoa áp dụng 7 các mô hình triển khai cơ sở BEM: (r,t) hl,n,m Q X = (r,t) (2.7) (r,t) (2.8) bn+Ng +mNs ,q cq,l , l ∈ {0, ..., L − 1}, q=1 (r,t) ḣl,n,m = Q̇ X ḃn+Ng +mNs ,q ċq,l , l ∈ {0, ..., L̇ − 1}, q=1 với Ns = N + Ng là chiều dài ký tự OFDM sau khi chèn CP, m = 0, ..., M − 1 và M là số ký tự OFDM dữ liệu lẫn pilot trong một chùm. Q và Q̇ là số hàm cơ sở được sử dụng cho kênh chủ đích và tự giao thoa. Độ lợi kênh truyền thay đổi theo thời gian đường thứ l của ký tự OFDM pilot tại vị trí thứ mp trong một chùm có thể được biểu diễn ở dạng vector: (r,t) (r,t) , (2.9) (r,t) (r,t) (2.10) hl,mp = Bmp cl ḣl,mp = Ḃmp ċl , với hl,mp và ḣl,mp là các vector của các đáp ứng kênh chủ đích và tự giao thoa. Tổng hợp các đường của kênh truyền biến đổi theo thời gian được biểu diễn ở dạng vector: h(r,t) = BL c(r,t) , (2.11) ḣ(r,t) = ḂL ċ(r,t) , (2.12) h h iT h i T T iT h iT h iT T (r,u) (r,u) (r,u) (r,u) (r,u) (r,u) (r,u) với h = h0 , ..., hL−1 , hl = hl,m1 , ..., hl,mp , ..., hl,mP , h iT h i T T T  T (r,u) (r,u) T (r,u) T và c = c0 , ..., cL−1 . Tín BL = IL ⊗ B, B = Bm1 , ..., Bmp , ..., BmP hiệu thu được trong (2.6) được viết lại là: (r) yn,m = Q Nt X L−1 X X (r,t) (t) bn+Ng +mNs ,q cq,l xn−l,m t=1 l=0 q=1 | + {z } intended signal Q̇ Nt X L̇−1 X X (r,t) (t) (r) ḃn+Ng +mNs ,q ċq,l ẋn−l,m + zn,m . t=1 l=0 q=1 | (2.13) |{z} AWGN {z self-interference signal } Các mẫu tín hiệu thu được tương ứng với P ký tự OFDM pilot biểu diễn ở dạng vector như sau: " # h i c yP = S Ṡ + z = Ta + z, (2.14) ċ 8 với yP T= h =  T , ..., yT ym mp 1 i (t) , ymp = h (1) ymp T STm1 , ..., STmP ,  S Ṡ , S = h T (t) (t) iT Smp = , ..., h h (N ) ympr i T T (N ) (1) Smp , ..., Smpt , iT i (r) ymp = (t) Smp , T h = (r) (r) y0,mp , ..., yN −1,mp iT , h (t) (t) s0,mp Bmp , ..., sL−1,mp Bmp iT h (Nt ) (1) , = Ṡmp , ..., Ṡmp i ,  , Ṡ = ṠTm1 , ..., ṠTmP , Ṡmp i h i h  T (t) (t) () (t) (t) (t) Ṡmp = ṡ0,mp Bmp , ..., ṡL−1,mp Bmp , ṡl,mp = diag ẋ0−l,mp , ...ẋN −1−l,mp , a = cT , ċT , h T h T  T iT  T iT  T iT (r) h (r,1) T , , ċ = ċ(1) , ..., ċ(Nr ) ,c = c , ..., c(r,Nt ) c = c(1) , ..., c(Nr ) h T  T i T . ċ(r) = ċ(r,1) , ..., ċ(r,Nt ) sl,mp = diag 2.4.2 x0−l,mp , ...xN −1−l,mp Ước lượng ML cho kênh truyền biến đổi theo thời gian Từ mô hình hệ thống, ta ước lượng ML cho các hệ số BEM như sau [63]: â = (TH T)−1 yP . (2.15) Ước lượng ML của đáp ứng kênh truyền biến đổi theo thời gian có thể được xác định bởi: b(r,t) = BLb h c(r,t) , (r,t) (r,t) ḃ h = ḂLḃ c h iT T (2.16) (2.17) , với: (r,t) b h l = h (r,t) b h l,m1 iT h (r,t) b , ..., h l,mp BL = IL ⊗ B, B = iT (r,t) b , ..., h l,mP T BTm1 , ..., BTmp , ..., BTmP ,  " (r,t) ḃ ,h l b c(r,t) =  (r,t) T ḃ h l,m1   (r,t) T ḃ , ..., h l,mp  (r,t) ḃ , ..., h l,mP h iT h i T T (r,t) (r,t) (r,t) = b c0 , ..., b cL−1 và ḃ c = h i h (r,t) iT T (r,t) T ḃ c0 , ..., ḃ cL−1 . 2.4.3 Xây dựng giới hạn thấp nhất Cramér Rao Giới hạn Cramér Rao Lower Bound (CRLB) của tham số ước lượng ω được tính như sau [63]:  " #!  SH S jSH S 2  Re CRLB(ω) = diag No −jSH S SH S 2.4.4 −1 . (2.18) Kết quả mô phỏng và thảo luận Hình 2.5 biểu diễn các kết quả MSE của ước lượng đáp ứng kênh truyền biến đổi theo thời gian theo SNR. Trên hình vẽ, hàm cơ sở DPS-BEM cho hiệu năng MSE tốt nhất so với GCE-BEM và CE-BEM. Ngoài ra, đường a (ước lượng ML cho kênh block-fading) cho hiệu năng MSE rất kém do áp dụng cho kênh biến đổi theo thời gian. 9 T # T , 101 102 100 MSE của đáp ứng kênh MSE của đáp ứng kênh 101 10−1 10−2 100 10−1 a: Block-fading b: CE-BEM c: GCE-BEM d: DPS-BEM 10−3 10−4 a: Block-fading b: CE-BEM c: GCE-BEM d: DPS-BEM 0 2 4 6 8 10−2 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30 SNR (dB) 10−3 0 50 100 150 200 300 400 500 Tốc độ (km/h) Hình 2.5: MSE của đáp ứng xung kênh Hình 2.6: MSE của đáp ứng xung kênh truyền theo tốc độ di chuyển tương đối. truyền theo SNR. Như quan sát được trong hình 2.6, hiệu năng thuật toán ước lượng kênh block-fading trở nên rất kém khi tốc độ di chuyển tương đối giữa hai node gia tăng, điều này bởi vì các giá trị ước lượng được của mẫu đáp ứng kênh truyền theo giải thuật ước lượng block-fading bị lỗi thời so với giá trị tức thời tại mẫu đang xét. Hình này còn cho thấy rằng việc áp dụng hàm cơ sở DPS sẽ cho hiệu năng cao nhất trong các kênh truyền biến đổi theo thời gian. 2.5 Kết luận Trong chương, tác giả đã đề xuất mới: - Công thức tính SIR của hệ thống truyền dẫn OFDM trên kênh truyền biến đổi theo thời gian với sự hiện diện của nhiễu pha và độ lệch tần số sóng mang được kiểm chứng bằng mô phỏng Monte-Carlo [60]. - Thuật toán ước lượng kênh ML dựa trên các mô hình triển khai cơ sở BEM cho các hệ thống MIMO-OFDM song công. Kết quả mô phỏng cho thấy thuật toán đề xuất đã cho hiệu năng ổn định với kênh truyền biến đổi theo thời gian [63]. 10 Chương 3: 3.1 Nâng cao dung lượng hệ thống thông tin di động đa người đùng đa chặng Giới thiệu Chương này trình bày các kỹ thuật xử lý tín hiệu trong hệ thống thông tin di động đa người dùng như kỹ thuật đa truy cập phân chia theo không gian, kỹ thuật truyền thông đa chặng, kỹ thuật tiền/hậu mã hóa... Từ lý thuyết cơ bản này, tác giả đã đề xuất các giải thuật thiết kế các ma trận tiền/hậu mã hóa [84], [85], [86] để nâng dung lượng hệ thống thông tin di động đa chặng - đa người dùng sử dụng bộ chuyển tiếp hai chiều (two-way relay) khuếch đại và chuyển tiếp Amplify and Forward (AF) dưới ràng buộc công suất phát của hệ thống. 3.2 Các kỹ thuật truyền dẫn đa người dùng, đa chặng 3.2.1 3.2.2 3.2.3 3.2.4 3.2.5 Kênh truyền đa người dùng Đa truy cập phân chia theo không gian SDMA Kỹ thuật truyền thông đa chặng Kỹ thuật tiền mã hóa tuyến tính Lập lịch người dùng trong các mạng truyền dẫn MIMO đa người dùng 3.2.6 Mô hình toán học của hệ thông multi-user MIMO 3.2.7 Kỹ thuật tiền/hậu mã hóa Block Diagonalization (BD) cho hệ thống thông tin di động đường xuống đa anten đa người dùng 3.3 Đề xuất kỹ thuật tiền/hậu mã hóa trong hệ thống chuyển tiếp hai chiều 3.3.1 Mô hình hệ thống Xét hệ thống truyền thông vô tuyến chuyển tiếp hai chiều gồm một trạm gốc BS có N0 anten, một bộ chuyển tiếp hai chiều RS khuếch đại và chuyển tiếp AF trang bị NR anten và K trạm di động MS với MS thứ k có Nk anten (k = 1, . . . , K ). K P Tổng số anten của BS và các MS là NN = Nk . Các kênh truyền vô tuyến được k=0 giả sử là block-fading và giả sử không có đường truyền trực tiếp giữa BS và các MS. H0 ∈ CNR ×N0 là ma trận đáp ứng kênh của tuyến từ BS đến RS. Hk ∈ CNR ×NN , k ∈ {1, . . . , K} biểu thị các ma trận đáp ứng kênh từ MS thứ k đến RS. Với tuyến từ RS đến BS, G0 ∈ CNR ×N0 là ma trận đáp ứng kênh còn với các tuyến từ MS thứ k đến RS, ma trận đáp ứng kênh được biểu diễn bởi Gk ∈ CNR ×NN , k ∈ {1, . . . , K}. 11 3.3.2 Thiết kế hai giai đoạn riêng biệt Giai đoạn đa truy cập Tín hiệu nhận được tại relay được biểu diễn như sau r = HPs + nr , (3.1) trong đó, H = [H0 , H1 , . . . , HK ] là ma trận đáp ứng kênh, P = diag{P0 , P1 , . . . , PK } là ma trận tiền mã hóa tại BS và K MS, hs = [sT0 , sT1 , i. . . , sTK ]T là ma trận tổ hợp từ (K) các vector thông tin từ BS và K MS, s0 = s(1) , nr biểu thị vector AWGN có B . . . sB 2 kỳ vọng bằng 0 và ma trận hiệp phương sai E[nr nH r ] = σr INR . Giao thoa đa truy cập - Multiple Access Interference (MAI) được hạn chế tại BS và K MS như sau [102]: P = VΦ, trong đó, V = [V0 , V1 , . . . , VK ], các cột của Vk ∈ CNk ×Nk , k = 0, . . . , K là các vector riêng bên phải của Hk . Φ = diag {Φ0 , Φ1 , . . . , ΦK }, Φk ∈ CNk ×Nk có thể được chọn bất kỳ miễn thoả mãn ràng buộc công suất. Trong chương này, Φk được chọn để tối đa hóa dung lượng mạng. MAI có thể được loại bỏ bằng cách chọn ma trận hậu xử lý T [102]:  −1 T = (HP)H (HP) (HP)H . (3.2) Giai đoạn quảng bá Gọi W là ma trận tiền mã hóa tại relay. Tín hiệu nhận được tại các node có thể được viết như sau: y = GW(s + Tnr ) + n (3.3) T , yT ]T , G = [G , . . . , G , G ], W = [W , . . . , W , W ] và trong đó, y = [y1T , . . . , yK 1 0 1 0 K K BS T T T T n = [n1 , . . . , nK , nBS ] . Tiền mã hóa tại relay Ma trận tiền mã hóa tại relay được thiết kế để thỏa mãn điều kiện zeroforcing: Gk Wk0 = 0 for all k 6= k 0 and 1 ≤ k, k 0 ≤ 0. Định nghĩa ma trận G̃k = iT h , trong đó, k = 1, ..., K, 0. Ma trận tiền GT1 , · · · , GTk−1 , GTk+1 , · · · , GTK , GT0 mã hóa có dạng: W = BΨ, h (3.4) i trong đó B = Ṽ1n V̆1s . . . ṼKn V̆Ks Ṽ0n V̆0s , Ṽkn gồm NR −rank(H̃k ) vector riêng cuối của G̃k , V̆ks gồm các vector riêng của Gk Ṽkn khác 0 và Ψ = diag {Ψ1 , . . . , ΨK , Ψ0 } có thể được chọn bất kỳ miễn thỏa mãn ràng buộc công suất. Xử lý tín hiệu tại BS và MSs Trong giai đoạn quảng bá BC, tín hiệu mong muốn có thể được khôi phục tại BS và K MS bằng cách nhân với ma trận T̆ ∈ CLk ×Nk để loại bỏ Multi-User Interference (MUI) [102]:
−1 T̆ = (Gk Wk )H (Gk Wk ) (Gk Wk )H . (3.5) 12 Kết quả mô phỏng và thảo luận Mean Sum Rate vs SNR 100 100 a: DPC 5users b: BD+WF 5 users c: BD 5 users d: BD+WF 3 users e: BD 3 users f: ZF 5 single antenna users [103] g: Channel Inversion 5 users [32] Sum Rate (bps/Hz) 80 70 60 80 50 40 30 70 60 50 40 30 20 20 10 10 0 0 2 4 6 8 10 12 a: DPC 5 users × 2 antennas b: ZF+WF 5 users × 2 antennas c: ZF 5 users × 2 antennas d: ZF+WF 3 users × 2 antennas e: ZF 3 users × 2 antennas f: ZF 5 users × 1 antennas [103] g: CI 5 users × 2 antennas [32] 90 Sum Rate (bps/Hz) 90 14 16 18 0 20 0 2 4 SNR (dB) 6 8 10 12 14 16 18 20 SNR (dB) Hình 3.2: Tốc độ tổng đường xuống Hình 3.1: Tốc độ tổng đường lên Hình 3.1 biểu diễn tốc độ tổng đường lên của hệ thống thông tin đa chặng đa người dùng. Trong hình, ’WF’ biểu thị áp dụng kỹ thuật ’water-filling’. Để so sánh thêm, hình vẽ này còn biểu diễn phương pháp nghịch đảo kênh - Channel Inversion (CI) trong [32] cho hệ thống 5 thiết bị người dùng đơn anten qua đường g. Trong hệ thống đa người dùng thì đáp ứng kênh truyền tổng hợp là tổ hợp tuyến tính giữa các ma trận kênh cho tất cả các người dùng với số anten phát và thu nên ma trận giả đảo sẽ không khử hết các giao thoa giữa các người dùng và giữa các anten được. Kết quả tương tự được biểu diễn trong Hình 3.2 với tốc độ tổng đường xuống của hệ thống theo số lượng người dùng và số anten khác nhau. 3.3.3 Thiết kế end-to-end Giai đoạn đa truy cập Thực hiện Singular Value Decomposition (SVD) của ma trận kênh đường lên và chọn Ak = VHk Σ1/2 Ak , ΣAk = diag{ak,1 , . . . , ak,Nk }, tín hiệu thu nhận tại RS được 1/2 1/2 biểu diễn: r = UH ΣH ΣA s+nR , với Ak là ma trận tiền mã hóa tại BS hoặc MS thứ k , nR biểu diễn vector nhiễu trắng cộng Gaussian kích thước NR ×1 có kỳ vọng bằng 2 T T T không và ma trận hiệp phương sai là E[nR nH R ] = σR INR , UH = [UH0 , . . . , UHK ] , 1/2 1/2 1/2 1/2 1/2 1/2 ΣH = diag{ΣH0 , . . . , ΣHK }, và ΣA = diag{ΣA0 , . . . , ΣAK }. Hậu mã hóa sẽ được thực hiện tại RS trước khi được tiền mã hóa rồi chuyển đi tiếp 1/2 1/2 r̃ = UH H r = ΣH ΣA s + ñR , (3.6) với ñR = UH H nR . Giai đoạn quảng bá H T T T SVD ma trận kênh đường xuống G = UG Σ1/2 G VG , với UG = [UG0 , . . . , UGK ] , 1/2 T , . . . , V T ]T . ΣG = diag {ΣG0 , . . . , ΣGK } , ΣGk = diag{gk,1 , . . . , gk,Nk } và VG = [VG GK 0 h iT 1/2 Định nghĩa: G̃k = GT1 , · · · , GTk−1 , GTk+1 , · · · , GTK , GT0 , trong đó Bk = WGk ΣBk ,, 13 WGk = h i ṼG1n V̆G1s . . . ṼGKn V̆GKs ṼG0n V̆G0s , ṼGkn gồm NR − rank(Gk ) vector
H Ṽ là các vector riêng của riêng bên phải cuối cùng của G̃k , V̆Gks = VG G kn k 1/2 Gk ṼGkn với các giá trị riêng khác không và ΣBk = diag{bk,1 , . . . , bk,Nk } có thể là một ma trận tùy ý mà thỏa mãn các ràng buộc tổng công suất phát. Dữ liệu nhận được dễ dàng được khôi phục bằng cách nhân với ma trận trọng số UH G: 1/2 1/2 1/2 1/2 1/2 1/2 H ŷ = UH G y = ΣG ΣB ΣH ΣA s + ΣG ΣB ñR + n̂, với n̂ = UG n. Phân bố công suất đa người dùng Bài toán tối ưu hóa tốc độ tổng của hệ thống:    hk,i ak,i gk,i dk,i K N k 1 + 1 + XX 2 σk2 σR  , log2  maximize 1+ k=0 i=1 Nk X subject to : ak,i ≤ Pk , i=1 hk,i ak,i σk2 K X Nk X + (3.7) gk,i dk,i 2 σR dk,i ≤ PR , (3.8) k=0 i=1
2 với dk,i = bk,i hk,i ak,i + σR . Pk và PR là các ràng buộc công suất tại node k và RS.     K P K P Nk Nk P P h a h a g d log2 1 + k,iσ2 k,i Đặt: J0 (ak,i , bk,i ) = log2 1 + k,iσ2 k,i + k,iσ2 k,i , J1 (ak,i ) = và J2 (ak,i , bk,i ) = k=0 i=1 Nk K P P R k  log2 1 + k=0 i=1 gk,i dk,i 2 σR k k=0 i=1  Giải bài toán tối ưu hóa sử dụng J0 (ak,i , bk,i ) và J1 (ak,i ) −J1 (ak,i ) + J0 (ak,i , bk,i ), minimize Nk X subject to : (3.9) ak,i ≤ Pk , (3.10) i=1 Giải ra, ta được [86]: s 2 ak,i σ = k 2hk,i gk,i dk,i 2 σR 2 + gk,i dk,i hk,i gk,i dk,i +4 µk − −2 2 2 2 σR σk σR trong đó [x]+ = max(0, x), µk = λ1k được xác định bởi: s 2 K X Nk 2 X σk gk,i dk,i gk,i dk,i hk,i gk,i dk,i k=0 i=1 2hk,i 2 σR +4 2 σR σk2 µk − 2 σR , (3.11) = Pk . (3.12) + −2 Giải bài toán tối ưu hóa sử dụng J0 (ak,i , bk,i ) và J2 (ak,i , bk,i ) minimize subject to : −J2 (ak,i , bk,i ) + J0 (ak,i , bk,i ), K X Nk X k=0 i=1 14 dk,i ≤ PR , (3.13) (3.14) Giải ra, ta được [86]: dk,i = 2 σR s 2gk,i hk,i ak,i σk2 2 + hk,i ak,i gk,i hk,i ak,i +4 ν− −2 2 2 σk σR σk2 trong đó [x]+ = max(0, x), ν = γ1 được xác định bởi s 2 K X Nk 2 X σR hk,i ak,i gk,i hk,i ak,i hk,i ak,i k=0 i=1 +4 σk2 2gk,i σk2 2 σR ν− , (3.15) = PR . (3.16) + −2 σk2 Kết quả mô phỏng và thảo luận 35 180 (4:16:32:4) ZF+PA proposed (4:16:32:4) ZF proposed (4:8:16:2) ZF+PA proposed (4:16:32:4) ZF proposed (4:4:8:1) ZF+PA proposed (4:16:32:4) ZF proposed Sum Rate (bits/s/Hz) 140 Proposed [104] [85] [105] [103] 30 Sum Rate (bits/s/Hz) 160 120 100 80 60 40 25 20 15 10 20 0 5 0 2 4 6 8 10 12 SNR (dB) 14 16 18 20 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 SNR (dB) Hình 3.3: Tốc độ tổng theo SNR tại các Hình 3.4: So sánh tốc độ tổng các phương pháp cấu hình (4:4:8:1) node Hình 3.3 biểu diễn phương pháp đề xuất theo các cấu hình hệ thống khác nhau. Rõ ràng, khi số anten tăng, tốc độ tổng sẽ tăng và đương nhiên, khi thực hiện thêm phân bổ công suất, dung lượng sẽ được cải thiện, đặc biệt là ở vùng SNR bé. Hình 3.4 biểu diễn tốc độ tổng theo SNR khi cấu hình anten của hệ thống là (4:4:8:1). PR = P0 = Pk , k = 1, . . . , K . Trong hình, ta có thể thấy rằng giải pháp đề xuất có tốc độ tổng cao hơn so với các đề xuất trước [85], [103], [105] và đặc biệt nhỉnh hơn một chút so với thuật toán 7 trong [104]. 3.4 Kết luận chương Như vậy, ngoài các kỹ thuật xử lý tín hiệu đa người dùng trong thông tin di động được trình bày một cách tổng quan, trong chương này cũng đã đề xuất: - Phương pháp tiền mã hóa kết hợp phân bổ công suất và lập lịch đa người dùng để tối đa hóa dung lượng của hệ thống thông tin đa chặng đa người dùng sử dụng bộ chuyển tiếp hai chiều theo hai giai đoạn tách biệt [84], [85]. - Phương pháp tiền mã hóa kết hợp phân bổ công suất để tối đa hóa dung lượng end-to-end của hệ thống thông tin đa chặng đa người dùng sử dụng bộ chuyển tiếp hai chiều [86]. 15 Chương 4: 4.1 Quản lý giao thoa trong mạng thông tin di động đa tế bào Giới thiệu chương Chương này tập trung đề xuất các kỹ thuật xử lý tín hiệu trong mạng đa tế bào để quản lý giao thoa với mục đích tăng tốc độ tổng của mạng trong khi vẫn đảm bảo tính thực tế (ràng buộc công suất phát của thiết bị) với điều kiện thông tin trạng thái kênh - Channel State Information (CSI) hoàn hảo lẫn không hoàn hảo [109], [110], [111]. 4.2 Quản lý giao thoa trong hệ thống đa tế bào - đa người dùng với điều kiện CSI hoàn hảo 4.2.1 Quản lý giao thoa đường lên Xét một mạng thông tin di động với C tế bào, tế bào c có một trạm gốc (BSc ) và Kc trạm di động (MSc,k ). BSc có Nc,B anten và mỗi MS có Nc,k anten. Tại H cho MS BSc , tín hiệu nhận được nhân với ma trận hậu mã hóa Wc,k c,k như sau ŷc,k = H Wc,k Hc,k vc,k sc,k H + Wc,k Kc X Hc,j vc,j sc,j j=1,j6=k H +Wc,k Kc0 XX c0 6=c H nc , Hc0 ,k0 vc0 ,k0 sc0 ,k0 + Wc,k (4.1) k0 =1 với sc,k : tín hiệu phát từ MSc,k đến BSc , sc0 ,k0 : tín hiệu mong muốn nhận được tại BSc0 từ MSc0 ,k0 nhưng giao thoa sang BSc , Hc,k ∈ CNc,B ×Nc,k : ma trận đáp ứng kênh từ MSc,k đến BSc và Hc0 ,k0 ∈ CNc,B ×Nc0 ,k0 : ma trận đáp ứng kênh từ MSc0 ,k0 đến BSc , vc,k và vc,k : vector tiền mã hóa tại MSc,k và MSc0 ,k0 , và nc ∈ CNc,B ×1 : AWGN CN (0, σc2 INc,B ). Thiết kế ma trận hậu mã hóa Giả sử tất cả các thiết bị đều có CSI hoàn hảo, ma trận tiền mã hóa có thể được thiết kế để cho các tín hiệu từ các thuê bao khác nhau trực giao nhau. Bài toán thiết kế ma trận hậu mã hóa có thể phát biểu như sau: minimize Wc,k subject to E{||ŝc,k − sc,k ||2 }, (4.2) Wc,k Hc,i Hc,i = 0, i 6= k, i = 1, . . . , Kc , Wc,k Hc0 ,j wc0 ,j = 0, c 6= c0 , j = 1 . . . , Kc0 , k = 1, . . . , Kc , c, c0 = 1, . . . , C, (4.3) với vc,k , vc0 ,k0 , (k = 1, . . . , Kc ), (k 0 = 1, . . . , Kc0 ): các ma trận tiền mã hóa, ŝc,k : các ký tự khôi phục được tại MS k . Ma trận hậu mã hóa của MS k được định nghĩa như 16 sau: Wc,k = Mc,k wc,k , trong đó, ma trận Mc,k là ma trận không gian con bù trực giao của ma trận Hc,k và được xác định [115]: −1 H Mc,k = I − H̃c,k (H̃H c,k H̃c,k ) H̃c,k , (4.4)  với: H̃c,k = G1 , . . . , Gc−1 , Hc,1 wc,1 , . . . , Hc,k−1 wc,k−1 , Hc,k+1 wc,k+1 , . . . , Hc,Kc wc,Kc ,    Gc+1 , . . . , GC , Gc = Hc,1 wc,1 , . . . , Hc,Kc wc,Kc , c = 1, . . . , C . (4.2) có thể viết lại thành: H 2 minimize E{||wc,k MH c,k Hc,k vc,k sc,k − sc,k || }. wc,k (4.5) H và cho bằng không, ta Xây dựng hàm mục tiêu Lagrange, lấy đạo hàm theo wc,k nhận được nghiệm tối ưu: †  (4.6) wc,k = MH c,k Hc,k vc,k , với [.]† ký hiệu phép tính giả đảo ma trận Moore-Penrose [115]. Thiết kế ma trận tiền mã hóa tại các MS Các ma trận tiền mã hóa này được xác định dựa trên bài toán tối ưu:   Kc H X  H Q F c,k c,k k  maximize log I +  σc2 k=1
subject to tr Qc,k ≤ Pc,k Qc,k  0, k = 1, . . . , Kc , c = 1, . . . , C, (4.7) H , Q Nc,k ×Nc,k , k = 1, . . . , K , c = 1, . . . , C , ký hiệu  ma trong đó, Qc,k = vc,k vc,k c c,k ∈ C trận positive semidefinite. Xây dựng hàm Lagrangian và giải các điều kiện KKT, ta được:  +  +  1 1 1 1 Qc,k = Υc,k diag − ,..., − ΥH (4.8) c,k γ c,k với [x]+ = max (0, x). Mức water-filling µc,k = dc,k,1 1 γc,k γ c,k dc,k,Nc,k được xác định bởi ràng buộc công suất: Nc,k  X µc,k − n=1 1 dc,k,n + = Pc,k . (4.9) Kết quả mô phỏng P Ký hiệu (Nc,B : Kc × Nc,k : Kc0 × Nc0 ,k ) được sử dụng để đặc trưng hóa các c0 6=c cấu hình anten. Hình 4.1 biểu diễn BER theo SNR trong hệ thống MIMO 2 tế bào. Sơ đồ P-SVD [116], [117] không thể áp dụng được trong cấu hình này vì không đủ số anten thu như theo yêu cầu của kỹ thuật tiền mã hóa theo SVD. Trong khi đó, sơ đồ đề xuất cho kết quả rất tốt trong toàn miền SNR. 17 Hình 4.2 biểu diễn dung lượng (tốc độ tổng) trong một tế bào theo SNR trong hệ thống gồm 3 tế bào với Nc,k = 2, c = 1, 2, 3 trong hai trường hợp (10:7x2:2x2) và (6:3x2:2x2). Như quan sát, ta thấy rằng sơ đồ đề xuất cho dung lượng cao hơn so với [116], [117] trong toàn miền SNR và sự cách biệt càng lớn hơn khi số anten tăng. (10:7x2:2x2) Proposed (6:3x2:2x2) Proposed (6:3x2:2x2) P−SVD (10:7x2:2x2) P−SVD 120 100 Capacity (bits/s/Hz) 10 BER (ral) 140 (10:7x2:2x2) P−SVD (10:4x2:2x2) P−SVD (10:3x2:2x2) P−SVD (10:7x2:2x2) Proposed (10:4x2:2x2) Proposed (10:3x2:2x2) Proposed −1 −2 10 −3 10 80 60 40 20 −4 10 0 5 10 SNR (dB) 15 0 20 0 2 4 6 8 10 12 SNR (dB) 14 16 18 20 Hình 4.1: BER theo SNR đường lên với Hình 4.2: Tốc độ tổng theo SNR trên điều chế 16-QAM kênh truyền đường lên 4.2.2 Kiểm soát giao thoa đường xuống trong hệ thống thông tin di động đa tế bào Mô hình hệ thống Tín hiệu nhận được tại MSk được viết như sau yl,k = hl,l,k vl,k sl,k + Kl X hl,l,k vlj slj + j=1,j6=k L X hi,l,k Vi si + nl,k , (4.10) i=1,i6=l nRl,k ×1 T , . . . , vT ]T ∈ CnTl ×Kl là ma trận tiền mã hóa tại BS , n là với Vi = [vi1 l l,k ∈ C iKl 2 I)∀l, k . Bài toán tối thiểu hóa MSE với nhiễu trắng cộng Gaussian, nl,k ∼ CN (0, σl,k ràng buộc công suất phát cho mỗi tế bào được phát biểu như sau (P 1) : min vl,k ,wl,k subject to L X Kl X E{||ŷl,k − sl,k ||2 } (4.11) H Tr(vl,k vl,k ) ≤ Pl , ∀l. (4.12) l=1 k=1 Kl X k=1 Thiết kế ma trận tiền mã hóa
−1 Ta định nghĩa Cl = InTl − H̆H H̆l H̆H H̆l , là phép chiếu trực giao vào l l h iT không gian không của H̆l [115]. H̆l = HTl,1 , . . . , HTl,(l−1) , HTl,(l+1) , . . . , HTl,L , Hl,j = h i hl,j,1 , hl,j,2 , . . . , hl,j,Kl là ma trận đáp ứng kênh từ BSl đến tất cả các MS trong tế bào thứ j . Ma trận tiền mã hóa tại BS thứ l có dạng: Vl = C l P l , 18 (4.13)